一种双电感电流变化的LCL型并网逆变器电流控制方法

一种双电感电流变化的lcl型并网逆变器电流控制方法
技术领域
1.本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种双电感电流变化的lcl型并网逆变器电流控制方法。


背景技术：

2.碳排放是导致全球变暖的主要原因之一，在我国碳排放的占比中，电力和供热部门在生产环节中化石燃料的燃烧占据半数以上。为应对气候变化以及能源消耗，国家提出“二氧化碳排放力争于2030年前达到峰值，努力争取2060年前实现碳中和”的碳目标。为实现“3060”碳目标，一个重要的措施是大力发展新能源发电技术，从而弥补逐步退出煤发电计划时的能源供应。而在新能源发电领域，近些年来光伏发电、风力发电等获得了迅猛发展。
3.并网逆变器是实现发电系统中电能汇入交流电网的重要装置，其目标是实现高效率、低并网电流谐波以及高可靠性。lcl型滤波器相较于l、lc型滤波器具备更加良好的高频谐波抑制能力，因此lcl型滤波器是较为常见的并网滤波器。但是，lcl型滤波器是一个三阶系统，系统存在谐振峰，可能会导致较大的谐振电流，从而导致系统不稳定。d-σ电流控制方法是一种基于逆变器模型的并网电流控制方法，通过考虑电感电流变化，直接推导出并网电流占空比表达式。该方法避免了复杂的坐标变换，能够直接在三相abc坐标系下进行电流控制，更加适用于电网电压非正常工况。传统的d-σ电流控制方法在lc型并网逆变器中的应用已经较为成熟，但是应用至lcl型并网逆变器中时需要额外的阻尼方法去抑制谐振峰，例如基于电容电流反馈的谐振抑制方法。


技术实现要素：

4.为了解决上述存在的问题，本发明的目的是提供一种适用于lcl型并网逆变器且同时兼顾并网电流跟踪和谐振抑制的d-d-σ电流控制方法，通过对逆变器侧的电感电流和电网侧电感电流变化量分别进行分解以及求和的过程，来实现同时兼顾并网电流跟踪以及谐振抑制。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种双电感电流变化的lcl型并网逆变器电流控制方法，具体按照以下步骤实施：
6.步骤1：列写单相等效电路表达式和定义三种工作状态占空比；
7.首先在调制波正半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律可以得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：
[0008][0009]
公式(1)中，u
dc
是输入直流电源电压，u
pccx
表示公共耦合点pcc上的电压；逆变器侧
电感l
xi
、电容c
x
和电网侧电感l
xg
构成了lcl滤波器；电网侧电感l
xg
不包括电网阻抗；其中，n表示采样时刻，t
pon
表示u
dc
/2的动作时间；i
xi
为逆变器侧电流，i
xg
为电网侧电流；
[0010]
同样地，在调制波负半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：
[0011][0012]
设同时兼顾并网电流和谐振抑制的占空比为d
x
，d
x
≥0，当调制波处于正半周期时，逆变器输出电压包括+u
dc
/2和0两种电压，因此，将+u
dc
/2即p状态、0为o状态和-u
dc
/2为n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：
[0013][0014]
公式(3)中，d
xp
、d
xo
、d
xn
分别是p状态、o状态和n状态对应的x相占空比；
[0015]
当调制波处于负半周期时，逆变器输出电压包括-u
dc
/2和0两种电压；因此，将+u
dc
/2、即p状态；0，即o状态；-u
dc
/2、即n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：
[0016][0017]
步骤2：双分解过程；
[0018]
先对lcl滤波器的两个电感进行双分解，在调制波正半周期ts/2中，得到逆变器侧电感电流和并网电流的双分解公式为：
[0019][0020]
其中，ts为开关周期，δi
xip+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；
[0021]
在调制波负半周期ts/2期间，逆变器侧电感电流和并网电流推导得：
[0022][0023]
其中，δi
xip-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；
[0024]
步骤3：求和过程；
[0025]
通过总结以上公式得到调制波正半周期内两个电感的总电流变化，表示为：
[0026][0027]
结合式(3)和式(7)推导可得：
[0028][0029]
其中，δi
xi+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的电流变化；
[0030]
同样地，通过总结以上公式可以得到调制波负半周期内两个电感的总电流变化，可表示为：
[0031][0032]
结合式(4)和式(9)，得到公式(10)：
[0033][0034]
式中，δi
xi-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的电流变化；
[0035]
步骤4：得到x相占空比表达式；
[0036]
通过综合调制波正、负半个周期的两个电感电流变化，得到电流变化的完整表达
式：
[0037][0038]
由式(11)可以推导出一个开关周期内并网电流的占空比表达式如下：
[0039][0040]
一个开关周期内电感电流的变化量应为：
[0041]ix
＝i
xref
(n+1)-i
xref
(n)
ꢀꢀꢀꢀ
(13)
[0042]
式中，i
xref
(n+1)为n+1时刻的电流参考值，i
xref
(n)为n时刻的电流参考值；
[0043]
但并网电流在跟踪过程中会产生误差：
[0044]
ie＝i
xref
(n)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀ
(14)
[0045]
式中，i
x
(n)为n时刻实际采样电流；将误差加入到期望的电流变化量中，得到以下表达式：
[0046]ie,x
＝i
x
+ie＝i
xref
(n+1)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀ
(15)
[0047]
将以上分析应用于逆变器侧电感电流和并网电流，即i
xref
(n+1)-i
x
(n)用来代替两种电感电流的变化：
[0048][0049]
其中，i
xgref
(n+1)和i
xiref
(n+1)分别为n+1时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的参考值；i
xg
(n)和i
xi
(n)分别为n时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的实际采样值；
[0050]
并网电流的参考值代替逆变器侧电流的参考值，公式(12)转换为:
[0051][0052]
通过公式(17)可以得到最终的占空比表达式如下：
[0053]dx
＝k
p1
[i
xgref
(n+1)-i
xi
(n)]+k
p2
[i
xgref
(n+1)-i
xg
(n)]+k
p3upccx
ꢀꢀꢀ
(18)
[0054]
其中，比例系数k
p1
＝2l
xi
/(u
dc
ts)，比例系数k
p2
＝2l
xg
/(u
dc
ts)，比例系数k
p3
＝2/u
dc
；在公式(18)中，k
p2
表示并网电流增益，影响了电流的跟踪精度；k
p1
表示逆变器侧电感电流增益，影响谐振抑制效果；k
p3
表示在pcc条件下并网电压的前馈增益，影响了电流的动态响应速度。
[0055]
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
[0056]
本发明通过对lcl滤波器的两个电感分别在调制波正负半周期内进行电感电流的分解以及求和，得到同时兼顾并网电流跟踪以及谐振抑制的占空比表达式。相对于传统的d-σ电流控制方法，本发明所提出的d-d-σ电流控制方法更加适用于lcl型并网逆变器，在
具备d-σ电流控制方法优势的同时降低了谐振抑制难度。
附图说明
[0057]
图1是本发明带有lcl滤波器的t型三电平并网逆变器示意图；
[0058]
图2是本发明d-d-σ的数字控制实现框图。
具体实施方式
[0059]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0060]
请参阅图1-2，本发明提供一种技术方案：图1为带有lcl滤波器的t型三电平并网逆变器示意图。直流输入电源u
dc
与两个串联的直流滤波电容c1和c2进行并联，电容c1上电压为u
c1
，正母线端记为p，电容c2上电压为u
c2
，负母线端记为n，将电容c1和电容c2的连接点o记为直流侧中点；t型三电平逆变器的每一相桥路是由四个带有反并联二极管的igbt组成，四个igbt分别记为s
x1
，s
x2
，s
x3
，s
x4
，x＝a,b,c，s
x2
的发射极和s
x3
的发射极反向串联，s
x2
的集电极接至直流侧中点o；s
x1
的发射极与s
x4
的集电极正向串联，s
x1
的集电极与直流侧p相连，s
x4
的发射极与直流侧n相连；s
x3
的集电极与s
x1
的发射极相连后分别输出三相交流电压u
ao
，u
bo
，u
co
；u
ao
，u
bo
，u
co
分别连接逆变侧滤波电感l
ai
，l
bi
和l
ci
的一端，l
ai
，l
bi
和l
ci
的另一端分别连接滤波电容ca，cb和cc的一端以及网侧电感l
ag
，l
bg
和l
cg
的一端；滤波电容ca，cb和cc的另一端连接在一起并悬空；l
ag
，l
bg
和l
cg
的另一端分别连接a，b，c相电网电压u
pcca
，u
pccb
，u
pccc
。
[0061]
具体按照以下四个步骤实施：
[0062]
一种双电感电流变化的lcl型并网逆变器电流控制方法，具体按照以下步骤实施：
[0063]
步骤1：列写单相等效电路表达式和定义三种工作状态占空比；
[0064]
首先在调制波正半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律可以得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：
[0065][0066]
公式(1)中，u
dc
是输入直流电源电压，u
pccx
表示公共耦合点pcc上的电压；逆变器侧电感l
xi
、电容c
x
和电网侧电感l
xg
构成了lcl滤波器；电网侧电感l
xg
不包括电网阻抗；其中，n表示采样时刻，t
pon
表示u
dc
/2的动作时间；i
xi
为逆变器侧电流，i
xg
为电网侧电流；
[0067]
同样地，在调制波负半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：
[0068]
[0069]
设同时兼顾并网电流和谐振抑制的占空比为d
x
，d
x
≥0，当调制波处于正半周期时，逆变器输出电压包括+u
dc
/2和0两种电压，因此，将+u
dc
/2即p状态、0为o状态和-u
dc
/2为n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：
[0070][0071]
公式(3)中，d
xp
、d
xo
、d
xn
分别是p状态、o状态和n状态对应的x相占空比；
[0072]
当调制波处于负半周期时，逆变器输出电压包括-u
dc
/2和0两种电压；因此，将+u
dc
/2、即p状态；0，即o状态；-u
dc
/2、即n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：
[0073][0074]
步骤2：双分解过程；
[0075]
先对lcl滤波器的两个电感进行双分解，在调制波正半周期ts/2中，得到逆变器侧电感电流和并网电流的双分解公式为：
[0076][0077]
其中，ts为开关周期，δi
xip+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；
[0078]
在调制波负半周期ts/2期间，逆变器侧电感电流和并网电流推导得：
[0079]
[0080]
其中，δi
xip-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；
[0081]
步骤3：求和过程；
[0082]
通过总结以上公式得到调制波正半周期内两个电感的总电流变化，表示为：
[0083][0084]
结合式(3)和式(7)推导可得：
[0085][0086]
其中，δi
xi+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的电流变化；
[0087]
同样地，通过总结以上公式可以得到调制波负半周期内两个电感的总电流变化，可表示为：
[0088][0089]
结合式(4)和式(9)，得到公式(10)：
[0090][0091]
式中，δi
xi-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的电流变化；
[0092]
步骤4：得到x相占空比表达式；
[0093]
通过综合调制波正、负半个周期的两个电感电流变化，得到电流变化的完整表达式：
[0094][0095]
由式(11)可以推导出一个开关周期内并网电流的占空比表达式如下：
[0096][0097]
一个开关周期内电感电流的变化量应为：
[0098]ix
＝i
xref
(n+1)-i
xref
(n)
ꢀꢀꢀ
(13)
[0099]
式中，i
xref
(n+1)为n+1时刻的电流参考值，i
xref
(n)为n时刻的电流参考值；
[0100]
但并网电流在跟踪过程中会产生误差：
[0101]
ie＝i
xref
(n)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0102]
式中，i
x
(n)为n时刻实际采样电流；将误差加入到期望的电流变化量中，得到以下表达式：
[0103]ie,x
＝i
x
+ie＝i
xref
(n+1)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0104]
将以上分析应用于逆变器侧电感电流和并网电流，即i
xref
(n+1)-i
x
(n)用来代替两种电感电流的变化：
[0105][0106]
其中，i
xgref
(n+1)和i
xiref
(n+1)分别为n+1时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的参考值；i
xg
(n)和i
xi
(n)分别为n时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的实际采样值；
[0107]
并网电流的参考值代替逆变器侧电流的参考值，公式(12)转换为:
[0108][0109]
通过公式(17)可以得到最终的占空比表达式如下：
[0110]dx
＝k
p1
[i
xgref
(n+1)-i
xi
(n)]+k
p2
[i
xgref
(n+1)-i
xg
(n)]+k
p3upccx
ꢀꢀꢀ
(18)
[0111]
其中，比例系数k
p1
＝2l
xi
/(u
dc
ts)，比例系数k
p2
＝2l
xg
/(u
dc
ts)，比例系数k
p3
＝2/u
dc
；在公式(18)中，k
p2
表示并网电流增益，影响了电流的跟踪精度；k
p1
表示逆变器侧电感电流增益，影响谐振抑制效果；k
p3
表示在pcc条件下并网电压的前馈增益，影响了电流的动态响应速度。
[0112]
由本发明的推导过程可知，d-d-σ数字控制是一种不需要坐标变换的三相电流独立控制。因此，当三相电网不平衡时，使用d-d-σ数字控制算法仍然可以获得平衡的三相并网电流。通过采用d-d-σ数字控制策略，并网电流可以精确跟踪参考值，并且抑制谐振现象。
[0113]
图2是带有lcl滤波器的t型三电平并网逆变器的d-d-σ数字控制实现框图。下面将具体描述图2中各个控制环的实现过程，首先采样三相pcc点的电压进行锁相环处理得到电网相位θ，通过θ来构建并网电流参考值的三相单位调制波，使其与并网电流给定值的幅值相乘得到并网电流的给定值；并网电流的给定值与网侧实际电流反馈值之间的误差乘以比例系数k
p2
得到并网电流的控制环路增益；将并网电流的给定值与逆变侧电感实际电流反馈值之间的误差乘以比例系数k
p1
得到谐振抑制的控制环路增益；将pcc点的电网电压乘以比例系数k
p3
得到电网电压前馈的控制环路增益，将上面三个环路增益相加得到x相的最终
的调制波，将x相调制波与三角载波比较产生正弦脉宽调制信号，经过栅极驱动电路控制逆变器开关动作，从而向电网注入单位功率因数的正弦电流。
[0114]
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

技术特征：
1.一种双电感电流变化的lcl型并网逆变器电流控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：步骤1：列写单相等效电路表达式和定义三种工作状态占空比；首先在调制波正半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律可以得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：公式(1)中，u
dc
是输入直流电源电压，u
pccx
表示公共耦合点pcc上的电压；逆变器侧电感l
xi
、电容c
x
和电网侧电感l
xg
构成了lcl滤波器；电网侧电感l
xg
不包括电网阻抗；其中，n表示采样时刻，t
pon
表示u
dc
/2的动作时间；i
xi
为逆变器侧电流，i
xg
为电网侧电流；同样地，在调制波负半周期内，忽略功率器件压降和死区时间影响，根据基尔霍夫电压定律得到中点电位平衡下的x相等效电路的数学表达式为：设同时兼顾并网电流和谐振抑制的占空比为d
x
，d
x
≥0，当调制波处于正半周期时，逆变器输出电压包括+u
dc
/2和0两种电压，因此，将+u
dc
/2即p状态、0为o状态和-u
dc
/2为n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：公式(3)中，d
xp
、d
xo
、d
xn
分别是p状态、o状态和n状态对应的x相占空比；当调制波处于负半周期时，逆变器输出电压包括-u
dc
/2和0两种电压；因此，将+u
dc
/2、即p状态；0，即o状态；-u
dc
/2、即n状态，三种输出电压对应的占空比设置为：步骤2：双分解过程；先对lcl滤波器的两个电感进行双分解，在调制波正半周期t
s
/2中，得到逆变器侧电感电流和并网电流的双分解公式为：
其中，t
s
为开关周期，δi
xip+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；在调制波负半周期t
s
/2期间，逆变器侧电感电流和并网电流推导得：其中，δi
xip-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xio-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xin-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；δi
xgp-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的p工作状态下对应的电流变化量；δi
xgo-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的o工作状态下对应的电流变化量；δi
xgn-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的n工作状态下对应的电流变化量；步骤3：求和过程；通过总结以上公式得到调制波正半周期内两个电感的总电流变化，表示为：结合式(3)和式(7)推导可得：其中，δi
xi+
表示调制波正半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg+
表示调制波正半周期下电网侧电感上x相的电流变化；
同样地，通过总结以上公式可以得到调制波负半周期内两个电感的总电流变化，可表示为：结合式(4)和式(9)，得到公式(10)：式中，δi
xi-表示调制波负半周期下逆变器侧电感上x相的电流变化；δi
xg-表示调制波负半周期下电网侧电感上x相的电流变化；步骤4：得到x相占空比表达式；通过综合调制波正、负半个周期的两个电感电流变化，得到电流变化的完整表达式：由式(11)可以推导出一个开关周期内并网电流的占空比表达式如下：一个开关周期内电感电流的变化量应为：i
x
＝i
xref
(n+1)-i
xref
(n)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)式中，i
xref
(n+1)为n+1时刻的电流参考值，i
xref
(n)为n时刻的电流参考值；但并网电流在跟踪过程中会产生误差：i
e
＝i
xref
(n)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)式中，i
x
(n)为n时刻实际采样电流；将误差加入到期望的电流变化量中，得到以下表达式：i
e,x
＝i
x
+i
e
＝i
xref
(n+1)-i
x
(n)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)将以上分析应用于逆变器侧电感电流和并网电流，即i
xref
(n+1)-i
x
(n)用来代替两种电感电流的变化：其中，i
xgref
(n+1)和i
xiref
(n+1)分别为n+1时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的参考值；i
xg
(n)和i
xi
(n)分别为n时刻的并网电流和逆变器侧电感电流的实际采样值；并网电流的参考值代替逆变器侧电流的参考值，公式(12)转换为:
通过公式(17)可以得到最终的占空比表达式如下：d
x
＝k
p1
[i
xgref
(n+1)-i
xi
(n)]+k
p2
[i
xgref
(n+1)-i
xg
(n)]+k
p3
u
pccx
ꢀꢀꢀꢀ
(18)其中，比例系数k
p1
＝2l
xi
/(u
dc
t
s
)，比例系数k
p2
＝2l
xg
/(u
dc
t
s
)，比例系数k
p3
＝2/u
dc
；在公式(18)中，k
p2
表示并网电流增益，影响了电流的跟踪精度；k
p1
表示逆变器侧电感电流增益，影响谐振抑制效果；k
p3
表示在pcc条件下并网电压的前馈增益，影响了电流的动态响应速度。

技术总结
本发明公开了一种双电感电流变化的LCL型并网逆变器电流控制方法，通过对逆变器侧的电感电流和电网侧电感电流变化量分别进行分解以及求和的过程，来实现同时兼顾并网电流跟踪以及谐振抑制。具体按照以下步骤实施：步骤1：列写单相等效电路表达式和定义三种工作状态占空比。步骤2：双分解过程；先对LCL滤波器的两个电感进行双分解，在调制波正半周期T


技术研发人员：孙向东 迟永超 刘江 张艺豪 任碧莹
受保护的技术使用者：西安理工大学
技术研发日：2021.12.09
技术公布日：2022/3/8