双模SIW矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器

双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器
技术领域
1.本发明属于微波技术领域，涉及一种基片集成波导(siw)双频带滤波器，尤其涉及一种双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器(csrr)的双频带滤波器。


背景技术：

2.现代无线通信系统需要紧凑、高性能的带通滤波器，与此同时，未来移动通信系统对多个频段的设计要求使得单个频段的微波、射频设备和电路无法满足其需求。近年来，许多研究人员转向双频带或多频带滤波器的设计，已经探索了多种技术和方法。基片集成波导(siw)具有高品质因数、低成本、低损耗、小尺寸、轻量化、易于与平面微波电路集成等优点，近年来被发展用于设计高性能滤波器。
3.其中，多模siw滤波器具有尺寸小、频率选择性高等优点。多个多模siw谐振腔可以组合起来实现双频带滤波器。为了进一步缩减尺寸，基于单个多模siw腔的双频带滤波器也被提出，包括：1)使用siw过模腔加载csrr，其中两个通带是分别基于te
102
和te
201
模以及两个csrr实现的，然而高次模(te
102
和te
201
)的使用使得滤波器面积仍然较大，且主模(te
101
)的存在降低了滤波器的低阻带性能；2)利用siw方型腔引入单扰动金属化通孔，利用微扰之后的te
101
和te
102
模构建低频通带，te
201
和te
202
模构建高频通带，改善了滤波器的低阻带性能，但是微扰通孔使低频通带移向更高的频率，导致滤波器尺寸增大，而且高频通带的频率无法独立调谐；3)在siw方形腔边缘和中心蚀刻e形槽线，利用te
101
和te
102
模构建低频通带，利用双模开环谐振器构建高频通带，实现了两个频带均可调谐的紧凑型双频带滤波器，但是槽线在频带附近带来较大的辐射；4)基于部分空气填充的双模siw矩形腔加载csrr也可以实现双频操作，其利用te
101
和te
102
模构建低频通带，利用csrr构建高频通带，优点是不存在低阻带的杂散，但在加工过程中需要将siw矩形腔中的部分介质精确挖除，极大地增加了滤波器的加工成本和复杂度，且不利于在多层板或系统中集成。
4.为了克服现有技术的不足，本发明提出了一种在双模siw矩形腔加载csrr实现双频带滤波器的方法，具有频率选择性高、通带控制灵活、带外抑制能力强和加工简单等优点。


技术实现要素：

5.本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种新型的双模siw矩形腔加载csrr的双频带滤波器。
6.本发明采用如下技术方案：
7.一种新型的双模siw矩形腔加载csrr的双频带滤波器，为中心对称结构，包括siw矩形腔、金属化通孔阵列微扰、输入耦合窗、输出耦合窗、输入转接器、输出转接器、输入端口、输出端口、两个互补分裂环谐振器csrr；
8.所述金属化通孔阵列微扰位于siw矩形腔的中心位置，即金属化通孔阵列微扰的中心与siw矩形腔的中心重合。
9.作为优选，金属化通孔阵列微扰沿siw矩形腔的宽度方向排列，其长度c1与siw矩形腔宽度w之比c1/w小于0.5。
10.所述输入耦合窗、输出耦合窗位于siw矩形腔长度方向的两侧壁处，且两者错开设置；输入耦合窗、输出耦合窗处无金属化通孔设置。
11.所述输入转接器和输出转接器均采用梯形渐变线的形式进行阻抗匹配。
12.所述输入转接器的较窄端接输入端口，较宽端接输入耦合窗；输出转接器的较窄端接输出端口，较宽端接输出耦合窗；
13.作为优选，所述输入端口、输入转接器的中心线和输入耦合窗的中心位于同一直线，且该直线与金属化通孔阵列微扰的距离为s，s＞0；所述输出端口、输出转接器的中心线和输出耦合窗的中心位于同一直线，且该直线与金属化通孔阵列微扰的距离为s。
14.作为优选，所述输入、输出端口均采用50欧姆微带线进行馈电。
15.作为优选，所述输入、输出耦合窗长度相同，均为wc。
16.所述siw矩形腔内在中心两侧各设置有一个csrr；两个csrr初始位置位于微扰后的te
101
模和te
201
模电场最强处。
17.作为优选，两个csrr与siw矩形腔中心的距离相同。
18.作为优选，所述csrr包括方形外环缝隙、以及嵌套在方形外环缝隙内的方形内环缝隙；方形外环缝隙和方形内环缝隙的中心重合；方形外环缝隙和方形内环缝隙均开有一个开口，开口位于csrr对称轴上，且两环开口朝向相反；
19.作为优选，两环开口宽度相同；
20.作为优选，两个csrr的方形外环缝隙均朝向siw矩形腔的中心；
21.作为优选，csrr的初始尺寸对应高频通带的中心频率。
22.本发明利用siw矩形腔的te
101
模和te
201
模来构建双频带滤波器的高频通带；利用csrr构建双频带滤波器的低频通带。通过调节金属化通孔阵列微扰的长度c1，可以控制双频带滤波器两个通带的带宽；调节csrr的宽度b，可以控制两个通带的中心频率；调节csrr与siw矩形腔中心距离c2，可以控制两个通带的频比；通过调节siw矩形腔的长宽比l/w，可以控制高频通带的上阻带无杂散带宽；通过调节输入、输出耦合窗距离siw矩形腔中心线距离s，可以控制双频带滤波器响应中高频通带上阻带的传输零点的位置；通过调节输入、输出耦合窗的宽度wc，可以进行阻抗匹配。在设计上具有很大的灵活度。
23.具体工作原理：
24.在siw矩形腔中心的宽度(即x轴)方向引入金属化通孔阵列微扰时，由于te
201
模的电场强度在腔体中心的x轴方向为零，所以对te
201
模的电场分布和谐振频率(f
te201
)没有影响；但是te
101
模在在siw矩形腔腔体中心位置的电场强度最强，因此金属化通孔阵列微扰会扰动te
101
模的电场分布，并且将te
101
模的谐振频率(f
te101
)推向te
201
模的谐振频率(f
te201
)。可通过增加金属化通孔阵列微扰的长度c1，使f
te101
与f
te201
更加接近，因此这两个谐振模式可以被用于构建双频带滤波器的高频通带。
25.csrr本质上是电偶极子，需要垂直于csrr的电场激励。利用扰动后的te
101
模和te
201
模电场激励csrr，可以产生一个工作在siw矩形腔截止频率以下的通带，且每个csrr都会产生一个传输极点和一个传输零点，从而可以构成双频带滤波器的低频通带。与此同时，csrr的加载会将te
101
模和te
201
模构建的高频通带推向更高频率。
26.定义输入端口与te
101
模、te
201
模和csrr1之间的耦合系数分别为m
s1
、m
s2
和m
s3
，输出端口与te
101
模、te
201
模和csrr2之间的耦合系数分别为m
l1
、m
l2
和m
4l
，te
101
模与csrr1和csrr2之间的混合交叉耦合系数分别为m
13
和m
14
，te
201
模与csrr1和csrr2之间的混合交叉耦合系数分别为m
23
和m
24
，csrr1和csrr2之间的耦合系数为m
34
。
27.根据te
101
模和te
201
模的场分布，可以得出m
s1
＝m
l1
,m
s2
＝-m
l2
。当m
s1
/m
s2
》1时，该双频带滤波器将在高频通带的上阻带产生一个传输零点，并且m
s1
/m
s2
越大，该传输零点离高频通带的距离越近。其中，m
s1
/m
s2
的大小可以通过调节输入、输出耦合窗与siw矩形腔中心线的距离s来控制。另一方面，腔体内高次模的存在使得输入、输出端口之间产生了额外的寄生耦合。当siw矩形腔的长宽比大于2时，te
301
模成为了距离高频通带最近的高次模，由te
301
模引起的寄生耦合与te
101
模和te
201
模相互作用，能够在低于te
301
模的谐振频率的位置产生另一个传输零点，该传输零点的位置也可以通过调节输入、输出耦合窗与siw矩形腔中心线的距离s进行控制。由于csrr和te
101
模、te
201
模之间的混合交叉耦合路径，可以在两个通带之间获得了两个额外的传输零点，这两个传输零点的位置可以由csrr的宽度b和csrr与siw矩形腔中心距离c2调整。
28.本发明具有以下优点：
29.(1)利用te
101
模和te
201
模构建低频通带，因此在双频带滤波器低频通带的下阻带中的不存在寄生通带；
30.(2)te
101
模的谐振频率可独立调谐，且不改变te
201
模的谐振频率，便于控制双模siw矩形腔双频带滤波器的高频通带带宽；
31.(3)双模siw矩形腔双频带滤波器的高、低频通带的中心频率和频比可控，设计灵活；
32.(4)在两个通带间和高频通带的上阻带各有两个传输零点，且传输零点的位置可调，提高了双模siw矩形腔双频带滤波器的频率选择性和阻带抑制度；
33.(5)电路结构中心对称，金属化通孔和csrr结构加工简单，降低了双模siw矩形腔双频带滤波器加工成本和难度。
附图说明
34.图1是本发明的结构示意图；
35.图2是本发明的拓扑结构；
36.图3是本发明在金属化通孔阵列微扰长度为1.56mm时的滤波器响应曲线；
37.图4是改变金属化通孔阵列微扰长度时的滤波器响应曲线；
38.图5是改变csrr与siw矩形腔中心距离时的滤波器响应曲线；
39.图中标记：siw矩形腔1、金属化通孔阵列微扰2、输入耦合窗3、输出耦合窗4、输入转接器5、输出转接器6、输入端口7、输出端口8、csrr19、csrr210。
具体实施方式
40.下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
41.如图1所示，一种新型的双模siw矩形腔加载csrr的双频带滤波器，为中心对称结构，包括siw矩形腔1、金属化通孔阵列微扰2、输入耦合窗3、输出耦合窗4、输入转接器5、输
出转接器6、输入端口7、输出端口8、csrr19、csrr210；其中金属化通孔阵列微扰2的中心与siw矩形腔1的中心重合，沿siw矩形腔1宽度(x轴)方向排列；输入耦合窗3位于siw矩形腔1的左侧壁，其位置相对于左侧壁的中点向siw矩形腔1长度(y轴)正方向偏移；输入耦合窗4位于siw矩形腔1的右侧壁，其位置相对于右侧壁中点向y轴负方向偏移；输入转接器5和输出转接器6均采用梯形渐变线的形式进行阻抗匹配；输入端口7和输出端口8均采用50欧姆微带线进行馈电；csrr19和csrr210的结构和尺寸相同，均包含一个方形外环缝隙和一个方形内环缝隙，方形外环缝隙和方形内环缝隙的中心重合；方形外环缝隙和方形内环缝隙均包括一个开口，开口位于csrr19、csrr210对称轴上，且两环开口朝向相反；csrr19和csrr210沿siw矩形腔1的中心双轴对称设置，与siw矩形腔1中心距离相同；csrr19和csrr210的方形外环缝隙均朝向siw矩形腔1的中心；
42.在本实例中，介质基板采用的是介电常数为2.2，厚度为0.508mm的微波板材。
43.金属化通孔阵列微扰长度为1.56mm时的最终尺寸如下表所示(单位：mm)：
44.wlsc1c2wc13.2731.1541.5677.2ba1a2dg 2.80.220.250.20.35 45.图2是本发明的拓扑结构，其中s、l分别表示源和负载，谐振器1、2、3和4分别表示te
101
模、te
201
模、csrr1和csrr2。
46.图3是本发明在金属化通孔阵列微扰长度为1.56mm时的滤波器响应曲线。由图可见，该滤波器的高频通带中心频率为11.5ghz，带宽为0.17ghz(相对带宽1.47％)，插入损耗为1.73db；低频通带中心频率为8.75ghz，带宽为0.13ghz(相对带宽1.71％)，插入损耗为1.2db。本发明在高频通带的上阻带和两个通带之间各产生了两个传输零点，其中传输零点1由双模结构(te
101
模和te
201
模)产生，位于12.12ghz，传输零点2由te
301
模引起的寄生耦合与te
101
模和te
201
模相互作用产生，位于13.45ghz，传输零点3和传输零点4由csrr产生，分别位于9.25ghz和10.10ghz，提高了滤波器的频率选择性和阻带抑制度。
47.图4是本发明在改变金属化通孔阵列微扰长度时的响应曲线图。由图可见，当c1变小时，双频带滤波器的两个通带带宽同时变大。c1为1.56mm时，高频通带的相对带宽为1.47％，低频通带的相对带宽为1.71％；c1为0.56mm时，高频通带的相对带宽为2.43％，低频通带的相对带宽为3.59％；c1为0.36mm时，高频通带的相对带宽为2.89％，低频通带的相对带宽为3.88％。
48.图5是本发明在改变csrr与siw矩形腔中心距离时的相应曲线图。由图可见，当当c2变小时，双频带滤波器的两个通带的中心频率频比变小。c2为5mm时，频比为1.24；c2为6mm时，频比为1.29；c2为7mm时，频比为1.31。
49.以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

技术特征：
1.双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，为中心对称结构，其特征在于包括siw矩形腔、金属化通孔阵列微扰、输入耦合窗、输出耦合窗、输入转接器、输出转接器、输入端口、输出端口、两个互补分裂环谐振器csrr；所述金属化通孔阵列微扰位于siw矩形腔的中心位置；所述输入耦合窗、输出耦合窗位于siw矩形腔长度方向的两侧壁处，且两者错开设置；输入耦合窗、输出耦合窗处无金属化通孔设置；所述siw矩形腔内在中心两侧各设置有一个互补分裂环谐振器csrr；两个csrr初始位置位于微扰后的te
101
模和te
201
模电场最强处。2.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于金属化通孔阵列微扰沿siw矩形腔的宽度方向排列，其长度c1与siw矩形腔宽度w之比c1/w小于0.5。3.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于所述输入转接器和输出转接器均采用梯形渐变线的形式进行阻抗匹配。4.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于两个csrr与siw矩形腔中心的距离相同。5.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于所述互补分裂环谐振器csrr包括方形外环缝隙、以及嵌套在方形外环缝隙内的方形内环缝隙；方形外环缝隙和方形内环缝隙的中心重合；方形外环缝隙和方形内环缝隙均开有一个开口，开口位于csrr对称轴上，且两环开口朝向相反。6.如权利要求5所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于所述互补分裂环谐振器csrr内方形外环缝隙的开口和方形内环缝隙的开口宽度相同。7.如权利要求5所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于两个csrr的方形外环缝隙均朝向siw矩形腔的中心。8.如权利要求7所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于两个csrr的初始尺寸对应高频通带的中心频率。9.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于：定义输入端口与te
101
模、te
201
模和csrr1之间的耦合系数分别为m
s1
、m
s2
和m
s3
，输出端口与te
101
模、te
201
模和csrr2之间的耦合系数分别为m
l1
、m
l2
和m
4l
，te
101
模与两个csrr之间的混合交叉耦合系数分别为m
13
和m
14
，te
201
模与两个csrr之间的混合交叉耦合系数分别为m
23
和m
24
，两个csrr之间的耦合系数为m
34
；根据te
101
模和te
201
模的场分布，可知m
s1
＝m
l1
,m
s2
＝-m
l2
；当m
s1
/m
s2
>1时，该双频带滤波器将在高频通带的上阻带产生一个传输零点，并且m
s1
/m
s2
越大，该传输零点离高频通带的距离越近；其中，m
s1
/m
s2
的大小通过调节输入、输出耦合窗与siw矩形腔中心线的距离s进行调控。10.如权利要求1所述的双模siw矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，其特征在于：当siw矩形腔的长宽比大于2时，te
301
模成为距离高频通带最近的高次模，由te
301
模引起的寄生耦合与te
101
模和te
201
模相互作用，能够在低于te
301
模的谐振频率的位置产生另一
个传输零点，该传输零点的位置通过调节输入、输出耦合窗与siw矩形腔中心线的距离s进行调控；由于csrr和te
101
模、te
201
模之间的混合交叉耦合路径，在两个通带之间获得了两个额外的传输零点，这两个传输零点的位置由csrr的宽度b和csrr与siw矩形腔中心距离c2调控。

技术总结
本发明公开双模SIW矩形腔加载互补分裂环谐振器的双频带滤波器，包括SIW矩形腔、金属化通孔阵列微扰、输入耦合窗、输出耦合窗、输入转接器、输出转接器、输入端口、输出端口、两个互补分裂环谐振器CSRR；SIW矩形腔内在中心两侧各设置有一个互补分裂环谐振器CSRR；两个CSRR初始位置位于微扰后的TE101模和TE201模电场最强处。利用TE101模和TE201模构建低频通带，因此在双频带滤波器低频通带的下阻带中的不存在寄生通带；在两个通带间和高频通带的上阻带各有两个传输零点，且传输零点的位置可调，提高了双模SIW矩形腔双频带滤波器的频率选择性和阻带抑制度。性和阻带抑制度。性和阻带抑制度。


技术研发人员：朱舫 赵鑫 吴云飞 徐德念 罗国清
受保护的技术使用者：杭州电子科技大学
技术研发日：2021.12.07
技术公布日：2022/3/8